nedoPC.org

ага, значит. емкости переходов влияют. а какие технологические нормы на 155-ю серию? сколько мкм в смысле

2SC9018>КТ368

КТ342 КТ325

Вот честно скажу - никогда на знал...

Ну вот хоть одну фразу по делу нашел:
Источник

Вот только переходная характеристика с ними хуже:



А с КТ3117 - очень похожа на правдивую:



Только вот время задержки распространения с КТ3117 порядка 80 нс


PS. А вот с Дарлингтоном на входе я, похоже, чютка перестарался.
Генератор по схеме:



работает с R1 до 2.2К, что уже в реальных ТТЛ только если оооочень повезёт...

Вобщем, я считаю, вопрос этот мы закрыли. Я засунул дискретную модель
ТТЛ-инвертора в контейнер TTL_NOT и смоделировал RC-генератор:



Генератор, несмотря на некоторое несовершенство дискретной модели, четко
возбудился на предполагаемой частоте: F = 1/3RC.

Кто работал с подобными генераторами, отмечают, что погрешность данной формулы
порядка +/- 20%.

Нехарактерная задержка распространения дискретной модели - 80 нс не позволит
использовать её на частотах, близких к 1-2 МГц.

На 1 МГц, впрочем, работает, на этой частоте я задержку и измерял.

Для более точного соответствия реальному инвертору ТТЛ, транзисторы
в модели неплохо бы заменить на экземпляры с граничной частотой порядка
450-500 МГц.

(интересно, что у ТТЛШ этот параметр транзисторов порядка 5 ГГц)

Извините, что поднимаю старую тему, но вопрос непосредственно касается...
Не подскажете, а как, собственно, теоретически рассчитать резистор R1 ООС на генераторе? В особенности, если заменить емкость кварцевым резонатором?
Спасибо.

Для исключения недопонимания: зачем там резистор, пределы его номинала для ТТЛ и т.п. понятны, вопрос исключительно в теоретическом обосновании этих пределов.

В аналоговой схемотехнике я практически НОЛЬ. Но, тоже интересуюсь темой.

На подобных схемах (много раз их собирал) используется RS-триггер.

А вот резистор, на сколько лично я могу понимать, необходим для нарушения устойчивости, так как он замыкает первый логический инвертор на себя. А номинал резистора вычисляется, наверное, по порогу: У кварцевого резонатора имеется, наверное (разряженный конденсатор имеет сопротивление), своё сопротивление в переходных моментах колебаний. Тем самым, в переходных моментах сопротивление кварцевого резонатора увеличивается и RS-триггер теряет устойчивость, так как уровень со второго элемента уже через кварц возвращается мутный, а ближайший подходящий уровень (инверсный) - через сопротивление и уже достаточный для переключения.

В данном случае заменить емкость кварцем - плохое решение, потому что исходная схема представляет из себя релаксатор, и конденсатор работает в режиме перезаряда туда-сюда через R и источник тока на входе первого логического элемента. Причем R есть всегда, а источник тока то есть, то нет. Кварц это узкополосный RLC контур, и работает с гармоническими сигналами, то есть, схема его окружения должна быть линейной.
Допускаю, что кварц в данном случае все же может стабилизировать частоту, но режим работы схемы такой, что первый элемент работает в (условно) линейном режиме, второй же - в ключевом, а через кварц обратно на вход проходит с нужной амплитудой и фазой соответствующая гармоника того безобразия, что получается на выходе второго логического элемента.

Как рассчитывать? Необходимое условие - при данном значении R, с разорванной обратной связью, напряжение на входе второго элемента не должно вводить его в ограничение по выходу. Переходная характеристика в помощь. Дальше - обычный расчет по балансу фаз и амплитуд с учетом Ку и эквивалентной схемы резонатора. Потом, при развитии генерации, второй элемент попадает в нелинейный режим, тут уж как повезет, и на смеси гармоник может заработать.

Как работает генератор в динамическом режиме, более-менее ясно. Ясно так же, что в динамическом режиме в последовательном резонансе импеданс резонатора будет минимален и он даже указан в документации на кварцы (примерно 50 Ом), но нам-то нужно рассчитать обратную связь по постоянному току. Впрочем, я был бы рад, если Вы скажете, как рассчитать это сопротивление из динамических соотношений.

Безусловно, Вы совершенно правы, решение плохое. Да и сам генератор, собственно, дрянной, о чем говорят даже корифеи (Cystal Oscillator Circuits, Robert J. Matthys, 1983, стр.162-163). И хотя Вы ошибаетесь в том, что второй инвертор находится в ключевом режиме (напряжение на выходе первого инвертора удерживает второй в линейной области характеристики) это, в данном случае, не имеет значение и отвлекает от сути вопроса. Для исключения этого аспекта введем второй резистор ОС на второй инвертор. Вопрос остался – как рассчитать резистор ООС?

К сожалению, недопонимание все-таки возникло – я не прошу помощи в расчете самого генератора, я спрашиваю – как рассчитать резистор ООС.
>Необходимое условие - при данном значении R (при каком «данном»? то, которое указано на схеме? я и прошу показать его расчет), с разорванной обратной связью (какой связью? ООС через резистор? или ПОС через резонатор?), напряжение на входе второго элемента не должно вводить его в ограничение по выходу (оно его и не вводит, как я уже ответил).

Я бы не применял слово «обычный» по отношению к именно этому генератору, но даже здесь не буду спорить, пусть будет «обычный». Но это опять же не имеет отношения к вопросу - пусть, по умолчанию, баланс фаз и амплитуд соблюдается. Эквивалентная схема кварца общеизвестна. Пусть, для конкретики, Ку инвертора равно 10. Как нам это поможет в расчете резистора ООС?

Постоянно задавать вопросы невежливо. Поэтому я попробую поделиться своими, а точнее, чужими мыслями.

Для рассчета резистора ООС у нас , как я понимаю, два пути.
1. Рассматривать инвертор, как усилитель и рассчитать ООС из теории ОУ.
Ку= Uвых/Uc= -Rоос/Rс
Наш корифей, Шило, так и делает:

Однако Шило пишет о такой вот схеме (см. вложение), где четко указано входное сопротивление сигнала. Естественно, тогда общий коэффициент Куо = 2* (510/220). А как поступить нам?
Кроме того, я готов расписаться в своей тупости, однако то что «аналогичные инверторы» Шило применил во втором генераторе это понятно, но сами генераторы далеко не аналогичны. Ибо, как правильно заметил г-н Миха64, первый релаксационный и конденсатор здесь выполняет роль «релаксанта», а во втором карцевый резонатор – узкополостный фильтр.

2. Пойти по пути автора этого топика, рассчитав аналоговую модель логического элемента и применив формулу: f=1/3RC. Это позволит учесть существенные входные токи ТТЛ элемента, потому как в постоянном токе для ТТЛ, не выполняется условие Uвх=Uвых=Uпор на линейной характеристике, и через резистор в ТТЛ, в отличие от МОП, течет ток, создавая свое падение напряжения. Господин Масленников (Масленников В.В. Сборник задач по курсу Общая электротехника и электроника, 2006, стр.80-81, зад.9.5) деликатно обошел этот вопрос, рассчитав наш генератор, но только на МОП элементах При этом, кстати, не особо парился, задавшись номиналом резистора обратной связи просто «от фонаря».
Однако я сильно сомневаюсь в этом пути, так как все это, опять же, справедливо только для релаксационного генератора.

Был бы рад любым мыслям по этому поводу у уважаемого сообщества...

Расчет ведется в рамках модели поведения. Модель не универсальна, она определяется не только схемой, но и условиями, в которых схема собирается работать. Для примера схему выберем первоначальную. В качестве условия работы поставим ограничение такое, чтобы при разорванной обратной связи (без кварца) усилитель находился в линейном режиме хотя бы для малого сигнала. Далее - линейность трактуется именно как малосигнальная. DD1.1 в линейный режим вводится резистором R. Его значение (возможный диапазон значений) выбирается исходя из переходной характеристики DD1.1, с учетом входного тока и нагрузочной способности. Диапазон будет от 0 до какого-то значения, которое еще не такое большое, чтобы входной ток ТТЛ элемента и связанное с ним падение напряжения на R вынудило выход упереться в состояние лог. 0.
Следующее условие - чтобы DD1.2 тоже был в линейном режиме. Автоматически оно не выполняется, потому что на его входе напряжение должно попасть в маленькое окно переходной характеристики, которое прилично выше напряжения лог.0. При нулевом R напряжения вход и выход DD1.1, вход DD1.2 будут находиться в точке пересечения переходной характеристики и прямой Uвых = Uвх, обозначим его U0. При увеличении R напряжение на входе DD1.2 будет уменьшаться, но условие линейности рабочей точки DD1.2 не позволяет ему уменьшиться на величину большую, чем некоторое ΔU [определить графически, см. переходную характеристику, или определить аналитически, исходя из модели переходной характеристики]. В той крайней допустимой точке из входа DD1.1 будет вытекать некоторый ток [определить по входной ВАХ для Uвх, которое на выходе дает U0 - ΔU ] . Этот ток определит максимальное значение Rmax. Большее значение R уведет DD1.2 с линейного участка (вскользь об этом уже упоминал). Практическую величину R нужно выбирать меньше, чем Rmax, чтобы рабочую точку хоть как-то увести с края переходной характеристики. Но оно не должно быть слишком маленьким, чтобы не нарушилось условие баланса амплитуд. В первом приближении Ку DD1.1 это R/Rкв , Ку DD1.2 определяется по наклону переходной характеристики в рабочей точке (не забываем, что р.т. с краю, там Ку переменный), произведение этих Ку должно быть больше 1. При таких условиях загенерит. Дальше, при разгоне, DD1.2 перейдет в несимметричный ключевой режим.

А в общем-то совсем даже не перебор, а даже недобор некоторый:
Источник, я думаю, заслуживает доверия: Элементы интегральных микросхем
поскольку это явно откуда-то списано...

Параметр h21, действительно, нужен порядка 200 и больше, иначе генераторы не заводятся.
Для этого я и включал транзисторы на входе по схеме Дарлингтона.

Собственно, к похожим параметрам я в этом топике и сам пришел, но впервые вижу эти параметры,
указанные, так сказать, прямым текстом...

Но сегодня просто везёт! Ещё один источник эти параметры подтверждает: